1. Phạm Anh Thư, Vũ Tuấn Lâm CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG MMW-RoF SỬ DỤNG GHÉP KÊNH PHÂN CỰC VÀ PHÂN TẬP KHÔNG GIAN Pham Anh Thư (*), Vũ Tuấn Lâm Học viện Công nghệ Bưu chính Viễn thông, Hà Nội, Việt Nam Tóm tắt: Trong bài báo này, chúng tôi đề xuất một khoảng cách truyền dẫn và vùng phục vụ của các hệ mô hình hệ thống truyền sóng milimet qua sợi quang thống truy nhập vô tuyến sử dụng băng tần milimet. có cải thiện hiệu năng về mặt dung lượng bằng cách Đối với kênh vô tuyến trong hệ thống truyền sóng kết hợp kỹ thuật ghép phân chia theo phân cực quang vô tuyến ở băng tần milimet qua sợi quang (PDM) và phân tập không gian đa đầu vào đa đầu ra (MMW/RoF), sử dụng đa anten tại cả hai đầu của liên (MIMO). Từ mô hình đề xuất, dung lượng của hệ kết vô tuyến (công nghệ MIMO) gần đây đã được thống được phân tích dưới ảnh hưởng của các loại tạp quan tâm một cách đặc biệt bởi nó không chỉ có khả âm và méo phi tuyến gây ra bởi các phần tử trong hệ năng làm tăng hiệu quả sử dụng phổ tần mà còn cung thống cũng như ảnh hưởng của fading đường truyền cấp tốc độ dữ liệu lớn. Hình 1 minh họa khái niệm cơ vô tuyến. Kết quả phân tích hiệu năng cho thấy dung bản của hệ thống MMW/RoF sử dụng MIMO 2x2 [5]. lượng kênh của hệ thống có thể được cải thiện đáng Như chỉ ra trong hình vẽ, hai tín hiệu tần số vô tuyến kể. Tuy nhiên, giá trị các tham số công suất phát và (RF) cung cấp cho các anten Tx1 và Tx2 được chuyển chỉ số điều chế cần được lựa chọn phù hợp để tránh đổi thành tín hiệu quang, ghép và truyền qua sợi ảnh hưởng của méo phi tuyến làm suy giảm dung quang. Các kỹ thuật ghép kênh có thể được sử dụng lượng của hệ thống. như ghép kênh phân chia theo bước sóng WDM hay ghép kênh phân chia theo sóng mang phụ SCM. Trong bài báo này, chúng tôi sử dụng kỹ thuật ghép kênh Từ khóa: truyền sóng vô tuyến qua sợi quang phân chia theo phân cực quang (PDM), trong đó việc (RoF); ghép phân chia theo phân cực quang; truyền truyền tải số liệu được thực hiện ở hai mode phân cực dẫn đa đầu vào đa đầu ra (MIMO). trực giao trong cùng dải tần. Hai anten sau phát, sau I. GIỚI THIỆU khi tiếp nhận tín hiệu từ phân hệ trung tâm thông qua các bộ tách sóng quang (PDs), sẽ bức xạ các tín hiệu Trong những năm gần đây, lưu lượng dữ liệu di vô tuyến ra không gian. Các tín hiệu này sau đó được động đang tăng lên theo hàm số mũ do sự gia tăng nhận bởi hai anten thu Rx1 và Rx2. Tín nhiệu nhận nhanh chóng của các thuê bao di động cùng với sự khả được là tổng của hai tín hiệu phát đi với các hệ số dụng của các dịch vụ dữ liệu tốc độ cao cho các thiết kênh khác nhau do các tuyến đường truyền khác nhau. bị di động. Chính sự gia tăng về lưu lượng dữ liệu di động đó đã làm cho các nhà cung cấp dịch vụ di động Cho đến nay, có một số nghiên cứu đã và đang phải đối mặt với nhiều thách thức như phải cung cấp quan tâm đến hệ thống MMW/RoF sử dụng MIMO [5- các tốc độ dữ liệu cao hơn, hiệu quả phổ tần cao, và 9]. Một trong số các nghiên cứu đó đã đưa ra khái hiệu quả sử dụng năng lượng cao [1]-[4]. Phổ tần vô niệm hệ thống MIMO RoF nhưng sử dụng một sợi tuyến truyền thống dải từ 300 MHz tới 3 GHz đã quang tách biệt cho mỗi trạm gốc BTS [6]. Việc không thể đáp ứng được nhu cầu của các thuê bao hiện truyền tải tín hiệu ghép kênh phân chia theo tần số trực tại, trong khi dải tần milimet (30-300 GHz) có thể giao OFDM cho hệ thống đa anten MIMO trên mạng cung cấp thông lượng gấp 1000 lần dải tần vô tuyến quang thụ động PON sử dụng kỹ thuật WDM cũng đã truyền thống. Hơn nữa, dải tần milimet có nhiều ưu được thực hiện trong [7,8]. Hệ thống MMW/RoF sử điểm khác như không cần xin cấp phép, dễ dàng triển dụng PDM và MIMO để truyền số liệu tốc độ 5 Gb/s khai. Tuy nhiên, khi sử dụng dải tần milimet này, cũng được đề xuất trong [9]. Tuy nhiên, hệ thống này khoảng cách vô tuyến và vùng phục vụ của mỗi BS bị sử dụng sơ đồ điều chế OOK với hiệu quả sử dụng phổ hạn chế do suy hao trong môi trường vô tuyến lớn. Kết tần thấp. Năm 2012, Lei Deng và các tác giả đã đưa ra quả là, công nghệ truyền sóng vô tuyến qua sợi quang mô hình hệ thống truyền sóng vô tuyến 22 MIMO- (RoF) là một lựa chọn hấp dẫn cho việc mở rộng OFDM qua mạng WDM-PON dựa trên kỹ thuật ghép phân chia theo phân cực và kỹ thuật đa anten MIMO [10]. Ngoài ra, hệ thống 60 GHz PDM-OFDM cũng Tác giả liên hệ: Phạm Anh Thư Email: thupa@ptit.edu.vn Đến tòa soạn: 11/2017 , chỉnh sửa:1/2018/, chấp nhận đăng: 4/2018 SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 10
  2. CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG MMW RoF SỬ DỤNG GHÉP KÊNH PHÂN CỰC KẾT HỢP MIMO được nghiên cứu thử nghiệm thành công trên 10 km với sóng mang MMW (fmm). Tín hiệu từ đầu ra của sợi quang và 3 m kênh vô tuyến MIMO [10]. Tuy các bộ điều chế OFDM được điều chế với hai sóng nhiên, nghiên cứu [10-11] cũng như cả các nghiên cứu phân cực tại hai bộ điều chế MZMs như chỉ ra trong nêu trên đều được thực hiện dựa trên các mô hình thực hình 2. Sau đó, hai tín hiệu được điều chế đó sẽ được nghiệm mà chưa có sự phân tích lý thuyết và khoảng ghép lại bởi bộ kết hợp sóng phân cực (PBC) và được cách vô tuyến mới xét ở cự ly rất ngắn. Do đó, các kết truyền trên sợi quang. Tín hiệu sau khi được ghép quả đánh giá hiệu năng bị hạn chế bởi các điều kiện phân cực và truyền qua sợi quang tới RAU sẽ được thử nghiệm như tốc độ, cự ly truyền dẫn. Hơn nữa, đưa qua bộ tách sóng phân cực PBS và đưa tới hai bộ dưới các điều kiện thử nghiệm, rất khó để đánh giá tách sóng quang (PDs) tương ứng. Các tín hiệu sau riêng biệt ảnh hưởng của các tham số hệ thống. tách sóng quang được khuếch đại và đưa ra hai anten Tx1 và Tx2 tương ứng để bức xạ tín hiệu vô tuyến ra không gian. Các tín hiệu sau đó được nhận bởi anten thu Rx1 và Rx2. Các tín hiệu nhận được này sẽ là tổng của hai tín hiệu truyền đi với hệ số kênh khác nhau do các tuyến đường truyền là khác nhau. Trong bài báo này, chúng tôi sử dụng MIMO 22 được đặc trưng bởi ma trận H. Tín hiệu nhận được tại phía thu sẽ được đưa qua các bộ khuếch đại tạp âm thấp LNA, sau đó Hình 1: Hệ thống MMW/RoF sử dụng MIMO [5]. đến bộ trộn để trộn tín hiệu thu với nguồn dao động nội, và qua bộ lọc để được tín hiệu ban đầu. Để có thể đánh giá tương đối toàn diện về mức độ Tx1 Rx1 OFDM MZM PD PA LNA BPF OFDM Tx2 Rx2 PBS PBC PBS LO LD MZM PD PA LNA BPF OFDM OFDM BS/RAU LO CS RECEIVER Hình 2: Kiến trúc đường xuống của hệ thống MMW/RoF sử dụng MIMO và PDM khả thi của hệ thống MMW/RoF sử dụng kỹ thuật PDM và MIMO nhằm cung cấp các thông tin hữu ích III. PHÂN TÍCH HIỆU NĂNG CỦA HỆ THỐNG khi thiết kế hệ thống, chúng tôi đề xuất ra một mô hình Trong phần này, hiệu năng của hệ thống sẽ được đường xuống cho hệ thống này và phân tích hiệu năng phân tích tại bộ thu (hình 2). Trước tiên, chúng tôi tính dung lượng hệ thống dưới ảnh hưởng của một số tham toán tỉ số tín hiệu trên tạp âm và méo (SNDR) của hệ số hệ thống như tạp âm, méo phi tuyến và fading. thống. Tiếp theo, dung lượng kênh của hệ thống sẽ Phần còn lại của bài báo được cấu trúc như sau. được tính dựa trên SNDR. Phần II đề xuất cấu trúc đường xuống của hệ thống MMW/RoF sử dụng kỹ thuật MIMO và PDM. Hiệu A. Tỉ số tín hiệu trên tạp âm SNR năng của hệ thống sẽ được phân tích trong phần III. Trong kiến trúc đề xuất như trong hình 2, sóng Phần IV trình bày các kết quả và phân tích đánh giá mang quang từ LD được mô tả bởi các kết quả đó. Cuối cùng, các kết luận sẽ được đưa ra trong phần V.  E (t )  E exp j ( t   ) ,  trong đó, E ,  , và  tương ứng là biên độ, tần số II. KIẾN TRÚC ĐƯỜNG XUỐNG CỦA HỆ góc, và pha của tín hiệu từ LD. Giả thiết rằng THỐNG MIMO MMW/ROF E  Ps , trong đó Ps là công suất của laser. Sóng Mô hình đường xuống của hệ thống OFDM mang quang đó được tách biệt thành hai sóng phân MMW/RoF sử dụng MIMO 22 được minh họa trong cực, có công suất tín hiệu trên mỗi cực chỉ bằng một hình 2. Tại phân hệ trung tâm, tín hiệu có bước sóng λ nửa so với công suất tín hiệu ban đầu, như sau: từ laser được đưa tới bộ tách sóng phân cực (PBS) để tách thành hai sóng có phân cực ngang (X) và phân Ps cực đứng (Y). Tại mỗi khối OFDM, dữ liệu được ánh  Ex (t )  exp j (t  1 ),   2 xạ vào kí hiệu PSK hoặc M-QAM (Quadrature Amplitude Modulation), các kí hiệu này sau đó được Ps biến đổi thành N luồng song song bởi bộ biến đổi nối  E y (t )  exp j (t   2 ).   tiếp sang song song. Tại mỗi nhánh, các kí hiệu 2 OFDM với độ dài Tos được mang bởi một sóng mang Hai tín hiệu OFDM có thể được biểu diễn bởi con khác nhau. Tín hiệu OFDM được thêm tiền tố chu kỳ (Cyclic Prefix - CP) vào trước khi được điều chế SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 11
  3. Phạm Anh Thư, Vũ Tuấn Lâm N 1 Pr S1 (t )   X 1n exp[ j (n  RF )t ],0  t  Ts ,   I1'  t     2mS1 (t )  m 2 S12 (t )  ,   n0 4 N 1 Pr S 2 (t )   X 2 n exp[ j (n  RF )t ], 0  t  Ts ,   I 2'  t     2mS2 (t )  m 2 S 22 (t )    n0 4  trong đó, N là số sóng mang, n là tần số góc của Sau đó, các tín hiệu này được khuếch đại và được đưa đến hai anten tương ứng để bức xạ ra kênh vô sóng mang con thứ n và Ts là chu kỳ ký hiệu. X 1n là tuyến để truyền đến phía thu. Hai tín hiệu tại hai anten ký hiệu số liệu phức trong sóng mang thứ n của ký phát được mô tả như sau: hiệu S1 (t ) . X 2n là ký hiệu số liệu phức trong sóng Pr GA mang thứ n của ký hiệu S 2 (t ) .  RF là tần số sóng  I1BS  t     2mS1 (t )  m2 S12 (t )  ,   4 mang vô tuyến. Pr GA Hai tín hiệu S1 (t ) và S 2 (t ) được điều chế với hai  I 2BS  t     2mS2 (t )  m 2 S22 (t )  ,  4 sóng mang quang E x (t ) và E y (t ) tương ứng, tại hai bộ điều chế MZMs. Các tín hiệu sau hai bộ điều chế trong đó, GA là hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại MZM có dạng PA. Ps Trong mô hình đề xuất, các tín hiệu được truyền  Excs (t )  cos(t )[1  mS1 (t )],   trên kênh vô tuyến MIMO 22. Giả thiết tín hiệu qua 2 kênh vô tuyến chỉ chịu suy hao do không khí cho liên kết thẳng được tính như sau (theo dB): Ps  E ycs (t )  cos(t )[1  mS2 (t )] ,  2  4 df RF   PL  20log10     trong đó, m là chỉ số điều chế của bộ điều chế MZM.  c  Sau đó, hai tín hiệu này được ghép phân cực tại PBC trong đó, d là khoảng cách liên kết vô tuyến, f RF là tần và được truyền trên sợi quang đưa đến trạm gốc BS hay khối anten đầu xa RAU. Tại RAU, tín hiệu được số sóng mang vô tuyến ở băng tần milimet, và c là vận tách thành hai sóng phân cực khác nhau bằng cách sử tốc ánh sáng trong chân không. dụng bộ PBS. Với giả thiết rằng chỉ xét đến suy hao Các tín hiệu nhận được tại đầu vào bộ thu được sợi quang mà bỏ qua các ảnh hưởng khác của sợi đưa đến bộ khuếch đại tạp âm thấp LNA, sau đó được quang như tán sắc, tính phi tuyến sợi quang (do trộn với tần số từ bộ dao động nội để khôi phục tín khoảng cách sợi quang ngắn), tín hiệu trên mỗi nhánh hiệu ban đầu. sau khi qua bộ PBS tại RAU có dạng [12] Bên cạnh đó, trong mỗi nhánh thu, mật độ phổ Pr công suất tạp âm của hệ thống đề xuất (hình 2) bao  E BS x  cos(t )[1  mS1 (t )],   gồm các nguồn tạp âm như tạp âm cường độ tương đối 2 (RIN từ LD, tạp âm nhiệt và tạp âm nổ từ PD. Do đó, Pr tổng công suất tạp âm tại bộ thu có thể được mô tả như  E yBS  cos(t )[1  mS2 (t )],   sau: 2 trong đó, Pr là công suất quang nhận được tại RAU.   N2   th2  4  RIN   shot 1 2 2  ,   Trong trường hợp này, Pr  Ps exp(  L) , trong đó  là hệ số suy hao sợi quang, L là độ dài sợi quang trong đó, thành phần  RIN 2 là tạp âm cường độ tương giữa CS và RAU. Do vậy, các tín hiệu được tách sóng đối từ LD. Thành phần tiếp theo  th2  4 KTBn / RL là bởi các PDs có dạng [12] mật độ phổ công suất của tạp âm nhiệt; K là hằng số 2 Boltzmann, T là nhiệt độ Kelvin, và RL là điện trở tải. I1 (t )   ExBS (t ) Thành phần cuối cùng,  shot 2  2q(Pr  Id ) Bn là mật Pr  cos 2 (t ) 1  mS1 (t )  độ phổ công suất của tạp âm nổ, trong đó, I d là dòng 2   2 tối, q là điện tích electron. P 1  cos(2t )   r  1  2mS1 (t )  m S1 (t )  , Do đó, tỉ số SNR được tính như sau: 2 2  2  2  P 1  cos(2t )  PRe c (mPr )2  2GAGLNA RL SNR   2   I 2 (t )   r   1  2mS 2 (t )  m S 2 (t )   2 2 2  PN 4 N .PL .NFLNA .KTBn .NFRx 2  trong đó,  là đáp ứng của PD. trong đó, GLNA là hệ số khuếch đại của LNA, NFLNA là hệ số tạp âm của bộ khuếch đại LNA, KTBn là tạp âm Từ công thức (10) và (11), phần tín hiệu mong muốn có thể được tách ra bằng cách sử dụng bộ lọc nhiệt tại bộ thu tín hiệu RF, NFRx là hệ số tạp âm tại thông dải. Do đó, dòng tín hiệu truyền đi có thể được anten thu, và  là công suất tín hiệu OFDM. viết thành [11] SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 12
  4. CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG MMW RoF SỬ DỤNG GHÉP KÊNH PHÂN CỰC KẾT HỢP MIMO B. Tỉ số tín hiệu trên méo SDR Theo công thức (12), công suất tín hiệu OFDM sau Giả sử rằng tín hiệu OFDM có phân bố gần với PD là a12  2  (mPr )2  2 , nên tỉ số SDR được tính phân bố Gauss về mặt biên độ [13] do tín hiệu OFDM như sau: bao gồm rất nhiều tín hiệu phân bố giống nhau và độc lập nhau. Sau bộ lọc, méo cũng có phân bố Gauss. Vì Ps a 2 2 8a12  SDR   1  .  vậy, phổ của méo và tín hiệu OFDM có phân bố xấp xỉ Py 19 a 2 4 19a2 2 2 hình chữ nhật. Giả sử rằng hai tín hiệu OFDM chịu 8 2 ảnh hưởng của méo là như nhau trên hai nhánh, do đó chúng tôi chỉ đi phân tích ảnh hưởng của méo lên tín So sánh công thức (25) với (12), ta có: hiệu OFDM S1 t  . a1  Pr m / 2, Dạng méo phổ biến nhất là các dạng hài, trong đó  1   a2  Pr m 2 . các thành phần hài xuất hiện tại các điểm bội số 4 nguyên của tần số đầu vào [13]. Trong bài báo này, hài bậc hai được xem xét. Đối với hài bậc hai 8a12 32 Do đó, SDR   .  y t   S12 t  hàm tự tương quan Ry ( )  R s2   có 19a2  2 2 19m2 2 thể được tính như sau [14]: Tỉ số SDR trong công thức (27) là tỉ số tín hiệu  Rs2      2 Rs    4 2  trên tạp âm gây ra bởi méo sau PD. Tuy nhiên, do bỏ qua ảnh hưởng của liên kết vô tuyến và tính phi tuyến của các thiết bị phía thu, nên tỉ số này cũng chính là tỉ trong đó, Rs   là hàm tự tương quan của tín số SDR sau bộ lọc BPF tại phía thu. hiệu S1 t  ,  2 là công suất của phổ tín hiệu OFDM S1 t  ban đầu với f0  B  f  f0  B . C. Tỉ số SNDR Cả méo và tạp âm đều ảnh hưởng đến hiệu năng hệ Mật độ phổ công suất PSD là biến đổi Fourier của thống. Tỉ số tín hiệu trên tạp âm và méo SNDR được hàm tự tương quan và có thể biểu diễn như sau: định nghĩa [15]: SS 2  f   F  RS 2    1  1  1      SNDR SNR SDR  F  4   2SS  f  * S S  f  . Như vậy, hiệu năng sẽ được tối ưu nhờ tối ưu hóa Giả sử rằng tính phi tuyến của hệ thống được phân các tham số ảnh hưởng đến hệ thống, ví dụ như chỉ số bổ bởi chuỗi Taylor và chỉ hài bậc hai được xét đến. điều chế m của bộ điều chế MZM, hay đáp ứng  của Tín hiệu sau PD phụ thuộc vào tín hiệu OFDM S1 t  PD. ban đầu có thể được biểu diễn như sau D. Dung lượng kênh  y  t   f  s  t   a1S1 t   a S 2 1 2 t    Đối với mô hình hệ thống MIMO có 2 anten phát và 2 anten thu như đề xuất (hình 2), kênh vô tuyến có Mật độ phổ công suất méo không tương quan với thể được mô hình hóa bởi ma trận ngẫu nhiên H có tín hiệu OFDM được biểu diễn như sau: kích thước 2x2, và tín hiệu thu sẽ phụ thuộc vào tín hiệu phát và ma trận H như sau [16]: 4 2 S S 2  f    4 a2 2 ( f )  a2 [2 B  f  f 0 ], f  f0  2B 8B 2 Ex  y Hx  n,     2 Hay trong đó, n là vector tạp âm, Ex là năng lượng của tín  4  4 hiệu phát. Ma trận H có phân chia giá trị đơn (SVD) S S 2  f    4 a2 2 ( f )  a2 2  a2 2 f  f 0 được biểu diễn bởi [16]: 4B2 8B 2  f  f0  2 B     H  UDV H ,   H trong đó, δ(f) là hàm Dirac Delta, B là băng thông của trong đó, U và V là hai ma trận đơn nhất (UU =INr và tín hiệu OFDM. VVH=INt) có kích thước 2x2. (.)H là chuyển vị Hermitian. D là ma trận đường chéo kích thước 2x2, Từ mật độ phổ công suất méo trong công thức (23), công suất méo được tính như sau có đường chéo là các số thực không âm, các phần tử còn lại bằng 0. Từ đó, ta có: B  4 4  Py  2    4 a2 2 ( z )  2 a2 2  2 a2 2 z dz  0 4 B 8 B     HH H  UDD H U H  QQ H ,   19 4 2   a2 , trong đó, Q=U và QQ H  I 2 ma trận đơn vị có kích 8 thước 2x2).  là ma trận đường chéo với giá trị ở các trong đó, z  f  f 0 và dz  df . đường chéo là i với i=1,2). SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 13
  5. Phạm Anh Thư, Vũ Tuấn Lâm Trong bài báo này, chúng tôi chỉ xét dung lượng SISO. Do vậy, khảo sát ảnh hưởng của méo đến dung kênh của hệ thống trong trường hợp không biết trạng lượng kênh cũng là vấn đề cần xem xét. thái kênh, dung lượng kênh khi đó được tính theo công thức [16] 30 SISO without Distortion  SISO with Distortion C  log 2 det( I Nr  MIMO without Distortion HH H ) 25 MIMO with Distortion Nt  20  log 2 det( I Nr  Q Q H ) Capacity (bps/Hz) Nt    15   log 2 det( I Nr  ) Nt 10 r    log 2 (1  i ), i 1 Nt 5 trong đó, r là hạng của ma trận H có kích thước N r  N t , I Nr là ma trận đơn vị có kích thước N r . 0 -5 0 5 10 15 20 Transmit power (dBm) Etol Etol Bn SNDR.Bn    , với Etol là tổng năng N0 PN Rs Hình 1: Dung lượng kênh phụ thuộc vào công lượng phát, Bn là băng tần tạp âm hiệu dụng, và Rs là suất phát tốc độ ký hiệu. 18 Tuy nhiên, các kênh MIMO thường là ngẫu nhiên, SISO without Distortion nên H là ma trận ngẫu nhiên và dung lượng kênh cũng 16 SISO with Distortion MIMO without Distortion biến thiên theo thời gian. Như vậy, dung lượng kênh 14 MIMO with Distortion sẽ được tính là giá trị trung bình của các trường hợp đó. Giả thiết kênh ngẫu nhiên là quá trình Ergodic, 12 Capacity (bps/Hz) dung lượng kênh của hệ thống phụ thuộc vào tỉ số 10 SNR như sau: 8        C  E log 2 det  I Nr  HH H    6    Nt    4          2  E log 2 det  I Nr      ,    Nt    0 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 Modulation index trong đó, E là kỳ vọng được thực hiện theo phân bố của ma trận kênh ngẫu nhiên H. Hình 2: Dung lượng kênh phụ thuộc vào chỉ số điều chế IV. CÁC KẾT QUẢ TÍNH TOÁN SỐ VÀ NHẬN XÉT Tiếp theo, dung lượng kênh của hệ thống được Trong phần này, dựa trên các phân tích ở phần 3, xem xét dưới sự ảnh hưởng của chỉ số điều chế với cả dung lượng kênh của hệ thống được phân tích như hai trường hợp có xét đến méo và không xét đến méo. hàm của công suất phát, chỉ số điều chế của bộ điều Như được chỉ ra trong hình 4, đối với trường hợp chế MZM, và sự tương quan giữa các anten. Các tham không xét đến ảnh hưởng của méo, dung lượng kênh số và giá trị các tham số sử dụng trong các phân tích tăng lên khi chỉ số điều chế tăng lên cho cả hai kênh được đưa ra trong bảng 1. MIMO và SISO. Tuy nhiên, khi xét đến ảnh hưởng của méo, dung lượng kênh giảm đi khi chỉ số điều chế Trước tiên, dung lượng kênh của hệ thống MMW vượt quá giá trị tối ưu của nó. Do vậy, có thể lựa chọn RoF sử dụng MIMO được đánh giá phụ thuộc vào được các giá trị tối ưu cho chỉ số điều chế để đạt được công suất đầu ra laser, cho cả hai trường hợp có ảnh dung lượng kênh tối đa hay làm cho ảnh hưởng của hưởng của méo và không có ảnh hưởng của méo như méo là nhỏ nhất. Khi chỉ số điều chế lớn hơn giá trị tối minh họa trong hình 3. Dung lượng kênh cũng được ưu đó, ảnh hưởng của méo sẽ lớn hơn rất nhiều so với tính toán với trường hợp sử dụng kênh MIMO và kênh ảnh hưởng của tạp âm và do đó dung lượng kênh giảm SISO (một anten phát, một anten thu). Trong trường đi nhanh. hợp không xét đến ảnh hưởng của méo (nghĩa là chỉ có tạp âm được xét đến), dung lượng kênh có thể được BẢNG 1. THAM SỐ HỆ THỐNG VÀ HẰNG SỐ cải thiện bằng cách tăng công suất phát hoặc sử dụng MIMO. Tuy nhiên, méo sẽ làm giảm dung lượng kênh khi công suất tăng lên một mức nào đó, thậm chí khi công suất tăng, méo làm cho dung lượng kênh của kênh MIMO còn nhỏ hơn dung lượng kênh của kênh SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 14
  6. CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG MMW RoF SỬ DỤNG GHÉP KÊNH PHÂN CỰC KẾT HỢP MIMO Ký loại tạp âm nhưng lại làm ảnh hưởng của méo phi Tên Giá trị hiệu tuyến lớn hơn. Do đó, giá trị công suất phát và chỉ số điều chế cần được lựa chọn phù hợp để đạt được hiệu Hệ số suy hao sợi quang α 0.2 dB/km năng tốt nhất. Sự phụ thuộc của dung lượng kênh vào Khoảng cách giữa CS và BS L 20 km mức độ tương quan của kênh MIMO cũng được khảo sát trong bài báo này. Điện trở tải RL 50 Ω Độ nhạy của PD ℜ 0.6 A/W TÀI LIỆU THAM KHẢO Khoảng cách vô tuyến d 100 m [1] M. Sauer, A. Kobyakov, and J. George, “Radio over fiber for picocellular network architectures,” J. Lightw. Technol., vol. Tốc độ ký hiệu Rs 1e8 bps 25, no. 11, pp.3301–3320, Nov. 2007. Băng tần tạp âm hiệu dụng Bn 100 MHz [2] Y.-T. Hsueh, M.-F. Huang, S.-H. Fan, and G.-K. Chang, “A novel lightwave centralized bidirectional hybrid access Hệ số khuếch đại PA GA 10 dB network: seamless integration of RoF with WDM-OFDM- PON,” IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 23, no. 15, p. 1085, 1087, Aug. 1, 2011. Hệ số khuếch đại LNA GLNA 3 dB [3] N. Ghazisaidi and M. Maier, “Fiber-wireless (FiWi) access Hệ số tạp âm máy thu NFRx 10 dB networks: Challenges and opportunities,” IEEE Netw., vol. 25, no. 1, pp. 36–42, Jan./Feb. 2011. NFLNA, [4] D. Cedric, L. G. Jose, D. D. Antonio, K. Dimitri, and D. Hệ số tạp âm các bộ khuếch đại 4 dB Laurent, “Millimeter-wave access and backhauling: the solution to the exponential data traffic increase in 5G mobile Hằng số Boltzmann K 1.38e-23 communications systems?” IEEE Communications Magazine, vol. 52, pp. 88-95, 2014. 30 [5] Chun-Ting Lin, Anthony Ng’oma, Wei-Yuan Lee, Chia- i.i.d channel Chien Wei, Chih-Yun Wang, Tsung-Hung Lu, Jyehong Chen, medium correlation channel high correlation channel Wen-Jr Jiang, and Chun-Hung Ho,” 2 × 2 MIMO radio-over- 25 fiber system at 60 GHz employing frequency domain without distortion equalization,” Optics Express, Vol. 20, Issue 1, pp. 562-567, 2012. Channel Capacity (bps/Hz) 20 [6] A. Kobyakov, M. Sauer, A. Ng’oma, and J. H. Winters, “Effect of optical loss and antenna separation in 2x2 MIMO 15 fiber-radio systems,” IEEE Trans. Antenn. Propag. 58(1), 187–194 (2010). [7] M. B. Othman, L. Deng, X. Pang, J. Caminos, W. Kozuch, K. 10 Prince, J. B. Jensen, and I. T. Monroy, “Directlymodulated VCSELs for 2x2 MIMO-OFDM radio over fiber in WDM- 5 PON,” in 37th European Conference and Exhibition on Optical Communication (ECOC), 2011. with distortion [8] M. B. Othman, L. Deng, X. Pang, J. Caminos, W. Kozuch, K. 0 -5 0 5 10 15 20 Prince, X. Yu, J. B. Jensen, and I. T. Monroy, “MIMO- Transmitted power, P s (dBm) OFDM WDM PON with DM-VCSEL for femtocells application,” Opt. Express, 2011. [9] S.-H. Fan, H.-C. Chien, A. Chowdhury, C. Liu, W. Jian, Y.-T. Hình 5: Dung lượng kênh trong trường hợp Hsueh, and G.-K. Chang, “A novel radio-overfiber system các anten có tương quan using the xy-MIMO wireless technique for enhanced radio spectral efficiency,” in 36th European Conference and Cuối cùng, hình 5 đưa ra so sánh dung lượng kênh Exhibition on Optical Communication (ECOC), 2010. của kênh MIMO không tương quan, có tương quan [10] Lei Deng, Xiaodan Pang, Ying Zhao, M. B. Othman, Jesper trung bình, và có tương quan cao. Các tham số của Bevensee Jensen, Darko Zibar, Xianbin Yu, Deming Liu, and kênh tương quan này được tham chiếu từ tài liệu ETSI Idelfonso Tafur Monroy, “2x2 MIMO-OFDM Gigabit fiber- wireless access system based on polarization division TS 136 101 [17]. Như chỉ ra trong hình 5, dung lượng multiplexed WDM-PON,” Optics Express, Vol. 20, Issue 4, kênh bị giảm xuống cho cả trường hợp có xét ảnh pp. 4369-4375, 2012. hưởng của méo và không xét ảnh hưởng của méo khi [11] Hou-Tzu Huang; Chung-Shin Sun; Chun-Ting Lin; Chia- các anten phát và anten thu có tương quan. Đặc biệt Chien Wei; Wei-Siang Zeng; Hsi-Yu Chang; Boris Shih; trong trường hợp kênh MIMO có tương quan cao, Anthony Ng'oma, Direct-detection PDM-OFDM RoF system dung lượng hệ thống giảm khoảng 5 bps/Hz cho cả hai for 60-GHz wireless MIMO transmission without polarization tracking, 2015 Optical Fiber Communications Conference and trường hợp có méo và không méo so với trường hợp Exhibition (OFC), 2015. kênh MIMO không có tương quan. [12] Pham, Thu A. ; Pham, Hien T.T. ; Vu, Lam T. ; Dang, Ngoc T., “Effects of noise and distortion on performance of OFDM V. KẾT LUẬN millimeter-wave RoF systems,” Information and Computer Science (NICS), 2015 2nd National Foundation for Science Trong bài báo này, chúng tôi đã đề xuất kiến trúc and Technology Development Conference on, pp. 153-157, đường xuống cho hệ thống OFDM MMW-RoF sử 2015 dụng ghép kênh phân cực kết hợp kỹ thuật MIMO cho [13] Tam Hoang Thi, and Mitsuji Matsumoto, “Transmission kênh vô tuyến và phân tích dung lượng kênh của hệ analysis of OFDM millimeter-wave radio-over-fiber system”, IEEE Fifth International Conference, 2013. thống dưới sự ảnh hưởng của các loại tạp âm và méo [14] Chris van den Bos, Michiel H.L. Kouwenhoven and Wouter phi tuyến gây ra bởi các phần tử trong hệ thống này. A. Serdijn, “The influence of non-linear distortion on OFDM Kết quả phân tích cho thấy dung lượng kênh của hệ bit error rate,” IEEE, pp. 1125-1129, 2000. thống phụ thuộc vào công suất phát và chỉ số điều chế [15] Chris van den Bos, Michiel H.L. Kouwenhoven and Wouter của bộ điều chế MZM. Công suất phát và chỉ số điều A. Serdijn, “Effect of Smooth Nonlinear Distortion on chế có giá trị lớn sẽ giúp làm giảm ảnh hưởng của các OFDM symbol error rate,” IEEE Transactions on SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 15
  7. Phạm Anh Thư, Vũ Tuấn Lâm Communications, Vol. 49, No. 9, pp. 1510-1514, September Thu A. Pham received B.E 2001. degree of Telecommunication [16] Yong Soo Cho, Jaekwon Kim, Won Young Yang, Chung G. engineering from Posts and Kang, “MIMO-OFDM Wireless Communications with MATLAB,” John Wiley & Sons (Asia) Pte Ltd, Singapore, Telecommunications Institute of October 2010. Technology (PTIT), Viet Nam, [17] ETSI TS 136 101 V12.5.0, “Evolved Universal Terrestrial in 2003, and M.E degree of Radio Access (E-UTRA); User Equipment (UE) radio Telecommunication engineering transmission and reception,” 2014. from Royal Melbourne Institute of Technology, Australia, in PERFORMANCE IMPROVEMENT OF MMW- 2008. Now, she is a lecturer and PhD student in ROF SYSTEM USING POLARIZATION Telecommunication faculty of DIVISION MULTIPLEXING AND MIMO PTIT. Her research interests include networking, radio over Abstract: In this paper, we propose a millimeter fiber, and broadband networks. wave radio over fiber system that improves the system performance in terms of capacity by combining Polarization division multiplexing (PDM) and Multi- Lam T. Vu received the Ph.D. input Multi-Input (MIMO). Based on the proposed degree from the University of Ha model, the capacity of the system is analyzed under Noi, in 1993. He is currently the vice the influence of noise sources and nonlinear distortion presedent of Posts and caused by the elements in the system as well as the Telecommunications Institute of Technology. His current research influence of fading from radio link. The results of the interests include optical performance analysis show that the channel capacity technologies, RoF, and future of the system can be significantly improved. However, network technologies. the transmitted power and modulation index parameters need to be properly selected in order to avoid the effect of nonlinear distortion which reduces the capacity of the system. SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 16